数字射频存储(RFM)术是将输入模拟信号变成顺序的数字量，存在数字存储器中，需要时，再从存储器中读出，换成模拟信号输出。这一技术从提出至今已有几十年的历史。随着现代电子战的迫切需求和微电子技术的飞速发展，DRFM技术已有了长足的进步。数字储频技术中的关键技术是数字量化存储、处理和重构。目前，国内外数字量化较多采用的方法有两种：幅度量化方法和相位量化法。
幅度量化DRFM具有较高的输出信噪比，采用正交幅度取样后可以获得较大的无模糊带宽，但在转发干扰时，进行相位调制比较复杂，并且容易受到信号脉内幅度起伏的影响；相位量化DRFM具有较大的信号带宽，技术实现较幅度量化简便，但其输出信噪比低，无法满足高质量信号重构的要求。为解决这两者之间的矛盾，一种新的数字储频方法——幅相量化法应运而生。与传统的单一幅度或相位量化储频方式不同，基于幅相量化的DRFM系统将二者有机地结合起来。它前端采用正交采样，获得两路I，Q数字信号经过幅相转换器，映射为一路数字相位信号，存入存储器中。进行干扰处理时，从存储器中读出相位数据，直接对其进行简单的运算即可完成多种相位调制(如移频、噪声调相等)。输出时，再将相位信息还原成幅度数据送给D／A变换器。由于保存的是被接收信号的相位，所以可以非常方便地进行各种相位调制，也可以消除由于信号幅度起伏引起的脉内幅度变化，而且对存储器容量的要求降低了一倍。
1、基于幅相量化DRFM的工作原理
基于幅相量化的数字储频系统基本原理如图1所示：
假设输入信号
，正交下变频器本振频率为ƒo，初相为ø2。正交下变频器的输出为：
图l 基于幅相量化的DRFM系统原理框图
假设A／D变换器的采样周期为Ts，量化位数为b，且输入信号经过预处理后，其幅度A与A／D变换器的最大输入电平相匹配。输出I(n），Q(n)为两路波特率为1／Ts，2b位的2进制数据流，经由幅相转换器合成一路相位数据ø(n)存入存储单元中。控制单元根据实际要求，对ø(n)进行相应处理，以达到各种干扰效果。以噪声调相干扰为例，控制单元在周期从存储单元读出ø(n)的同时，产生一个随机相位噪声序列N(n)与ø(n)在干扰产生单元叠加，生成随机相位量ø(n)=mod(N(n)+ø(n),2π），再经过相幅变换后恢复为两路正交幅度信号，I(n），Q(n)。最后通过DAC及上变频重构为噪声调相射频信号。
2、幅相／相幅转换器的设计
基于幅相量化的射频存储系统的关键部件是幅相／相幅转换器。工程上一般采用查表的方式进行幅度<=>相位的转换。
设ADC量化位数b=1，则幅相转换器的输入输出对应关系如下表所示：
当b≥2时，输入与输出的关系可用式(3)表示：
式中△为相位分辨率，A=2π／2B，B为相位量化位数。当ADC的量化位数b确定之后，幅相量化表输入部分的编码位数也相应确定为2b。若B太小，会降低相位量化精度；若B太大(B>2b)，则表的输出项会产生不必要冗余，徒增存储器开销而无益。一般选取B≤2b，形成编码逻辑表。
相幅转换可与幅相转换器使用同一编码逻辑表，仅将输入输出对调即可。
3、幅相量化DRFM性能分析
与传统的幅度量化DRFM相比，幅相量化DRFM具有明显的优势，其主要表现为：
(1)保证高保真度的同时，大幅度减少了数据存储量。由图1可以看出，数字化的两路幅度信号I(n)，Q(n)经过幅一相转换后变为一路数字相位信号ø（n）存入存储单元中。这样一来对存储器的容量要求就减少了一半，使硬件集成更加容易。相对于幅度量化DRFM增加的新部件——幅相／相幅转换器其实是一个映射表，由公式(3)可知此表的数据量较小，实现简单。
(2)消除由于信号幅度起伏引起的脉内幅度变化。射频信号的接收处理中不可避免地会引入噪声，从而引起信号幅度的起伏。在幅相转换器的设计中，用公式(4)确定幅相对应关系，信号幅度量A被约去，所以它的起伏变化，不会影响相位的准确定位。
(3)转发干扰时进行相位调制比较简单。现代雷达的工作体制已从简单的脉冲制雷达发展到脉冲多普勒(PD)和脉压等全相参雷达，移频干扰和调相干扰是对这种相参雷达常用的有效干扰方式。幅度量化DRFM常用的一种调制方式如图2(a)所示。
其多普勒调制器采用数字正交混频方案。假设幅度采样后雷达信号为
利用DDS产生cos(2πfdn)和sin(2πfdn)的数字信号，分别乘以同相分量SI(n)和正交分量SQ(n)，然后两路数字信号相减得到：
这样S’(n)相对于原始信号有了一个多普勒频移fd。由以上分析可知，幅度量化DRFM在进行相位调制时每个采样点要进行2次乘法运算和1次加法运算，运算量比较大，对于实时性要求较高的应用场合，难以满足要求。图2(b)是基于幅相量化DRFM的多普勒频移干扰产生单元。控制单元以周期Ts(ADC采用周期)从存储单元中取出相位数据流ø(n)，并按要求产生频移常数因子2πfdTs送入累加器。累加器以为周期对频移因子进行累加运算，并输出对应的相位偏移量ød（n）=n·2πfdTs，精度取决于相位量化位数B。再经加法器与取出的雷达相位信号相加得到干扰信号的相位数据流
送入相幅转换器中。通过简单计算可知干扰信号的瞬时角频率
即完成了多普勒频移调制。由于采用正交调制技术，多普勒频移的无模糊带宽与ADC带宽相同，可达l／Ts。观察图2(b)，不难看出基于幅相量化的DRFM进行多普勒移频干扰每个采样点只需2次加法运算，与幅度量化DRFM相比大大减少了运算量，从而提高了处理速度。
与传统的相位量化DRFM相比，幅相量化DRFM最显著的优势在于其复制信号有较高的保真度。以常用的3bit相位量化为例，理想情况下其由量化引起的寄生信号最大功率出现在7次谐波处，约为一16．9dB，难以满足干扰PD雷达所需的寄生信号功率小于一20～-30dB的要求。当增加量化位数后，其信噪比提高不明显，且系统复杂程度大幅度提高。幅相量化DRFM，由于其前端采用A/D幅度采样，所以其存储信号的保真度与使用同性能ADC的幅度量化DRFM相同，由量化噪声引起的信噪比(S/n)q与量化位数b的关系近似为：
(S/n)q≈6.02×b+1.76dB (9)
当A／D量化位数b=3时，即可获得比较满意的信噪比。而且随量化位数的增加，信噪比呈线性提高。
4、系统仿真
笔者利用Matlab软件的Simulink工具箱，对这种基于幅相量化的DRFM系统进行建模与仿真。模拟雷达射频信号为20MHz单频正弦波，系统前端采用正交AD采样，本振频率fo=21MHz，经混频、低通滤波后的中频频率fo=21—20=1MHz，量化位数b=8，采样频率fo=4MHz。，I，Q数字信号经幅相转换器变换，输出一路相位数据，存入存储器中，存储长度为0．1ms。转发过程与储频过程相反，前面已经讨论，这里不再敷述。
由于在未加干扰时同比特幅相量化与幅度量化DRFM的信号保真度相同，而幅度量化与相位量化DRFM的保真度比较，参考资料4中已做了详细的论证和仿真，所以本文重点对同比特幅度量化与幅相量化DRFM对脉内幅度起伏信号的复制效果做一仿真比较。
为了便于比较，将AD采样后的，I，Q数字输出信号引出，不经幅相转换而直接以传统幅度量化DRFM的方式存储并转发。图三是系统重构射频信号功率谱，比较(a)，(b)两图可以看出，当无噪声干扰时，幅相量化DRFM与幅度量化DRFM的输出信噪比相差不大。当在射频输入端加入白噪声(SNR=7dB)以后，会引起信号脉内幅度起伏。由图(C)，(d)可看到后者输出信号的信噪比优于后者(改善约5dB)，即采用幅相量化技术的DRFM系统有效地抑制了信号脉内幅度起伏，信号复制能力高于同比特传统幅度量化储频系统。这一仿真结果与前面的分析结论相吻合。
图4是将存储信号进行多普勒相位调制后重构的频移干扰信号频谱，可以看出本系统可方便且有效地完成调相干扰任务。
图4 幅相量化DRFM系统多普勒频移干扰输出功率谱
通过以上分析，我们可以看到，作为数字储频技术的一种新思路的幅相量化DRFM方法在传统幅度量化和相位量化DRFM的基础上进行了技术改进，较好的结合了两者的优点，即满足了对复制信号高保真度的要求，有减小了系统开支，加快了处理速度，满足了实时性要求，对现代战场上的新型相参PD雷达及脉压雷达将会有良好的干扰效果。随着当今微电子技术的迅猛发展，幅相量化DRFM系统的关键器件ADC的量化位数和采样率在不断提高，幅度量化固有的对器件的苛刻要求正逐渐得到满足。由此我们可读出结论，基于幅相量化的数字射频存储技术具有广阔的发展前景，必将在现代电子战场上占据一席之地。
参考文献
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5赵国庆．雷达对抗原理．西安：西安电子科技大学出版社， 1999．
作者：王影，赵国庆
